用于電動汽車的雙向交錯式DC/DC 變換器的設計

      摘要：針對燃料電池動態(tài)響應上的不足和燃料電池電動汽車對低壓大電流DC/DC 變換器的特性需求，選擇了一種雙向交錯并聯(lián)DC/DC 變換器拓撲，其使用的交錯技術能以較低的開關頻率實現(xiàn)高頻輸出電壓波動，具有紋波互消、相間分流等優(yōu)點。分析了雙向交錯并聯(lián)DC/DC 變換器的電流和電壓紋波，闡述了關鍵元件的參數(shù)和控制器的設計，研制了500W 雙向交錯并聯(lián)DC/DC 變換器樣機，實驗結(jié)果表明系統(tǒng)具有良好的靜動態(tài)性能和較高的功率密度。

　　1 引言

　　在燃料電池電動汽車中， 由于燃料電池動態(tài)響應較慢， 通常采用在燃料電池輸出側(cè)直接并聯(lián)超級電容的方法，但該方法對電容的電壓等級要求嚴格，超級電容的利用率也受到限制。雙向DC/DC 變換器對超級電容充放電控制后與燃料電池并聯(lián)使用可以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應。在燃料電池電動汽車的應用中，在低輸入電壓情況下實現(xiàn)高效率，同時兼顧功率密度、電磁兼容性和成本成為一個新的挑戰(zhàn)。

　　結(jié)合燃料電池電動汽車和超級電容對DC/DC變換器的性能要求， 在此設計了一種適用于燃料電池電動汽車的雙向DC/DC 變換器， 通過控制雙向DC/DC 變換器的工作模式實現(xiàn)在系統(tǒng)負載突變時由超級電容發(fā)出或吸收突變的功率。所選擇的交錯并聯(lián)型拓撲提高了低壓大電流雙向DC/DC 變換器的功率密度和輸出特性， 在滿足負載快速響應的同時，延長了燃料電池工作壽命，彌補了燃料電池動態(tài)性能上的不足。

　　2 雙向交錯并聯(lián)DC/DC 變換器的設計

　　2.1 主電路拓撲及工作原理

　　雙向DC/DC 變換器具有Boost 和Buck 兩種工作模式，可把電壓較低的輔助儲能端能量通過Boost變換成電壓較高、穩(wěn)定的直流電源，也可把較高電源端多余的能量通過Buck 回饋給較低電壓的儲能端。

　　由于超級電容輸出電壓較低， 同時為了延長使用壽命，要求輸出電流紋波較小，若采用傳統(tǒng)雙向DC/DC 電路，需使用大電感以減小紋波電流，但能通過大電流的電感體積大、造價高，且會使系統(tǒng)動態(tài)響應變慢。圖1 示出采用的雙向交錯并聯(lián)DC/DC 電路，采用交錯并聯(lián)的工作方式，可利用紋波互消原理減小紋波電流，亦可有效提高動態(tài)響應。

圖1 雙向交錯并聯(lián)DC/DC 電路結(jié)構(gòu)圖

　　開關管VS1和VS2工作時，變換器工作于Buck方式，給超級電容Cs充電；開關管VS3和VS4工作時，變換器工作于Boost 方式，Cs放電。

　　2.2 主電路紋波分析

　　采用的雙向交錯并聯(lián)電路根據(jù)開關狀態(tài)可選擇Boost與Buck 兩種工作模式。在Boost 工作模式下，其交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)減小了電路的輸入電流紋波， 同時又能滿足快速瞬態(tài)響應的要求。對于兩相交錯并聯(lián)的Boost 變換器，總的輸入電流紋波為：

　　可見， 在D=0.5 附近對紋波的抑制效果是最好的，但當要求Boost 電路的升壓倍數(shù)較大時，由于此時的開關管控制脈沖占空比較大， 交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)對電流紋波的消除作用受到限制。

　　當系統(tǒng)在Buck 工作模式時， 電感工作在連續(xù)電流模式下，此時電壓紋波駐u1=U1Ts2（1-D）/（8LC）。系統(tǒng)工作頻率為50 kHz， 為滿足對電壓紋波和輸入電流紋波的要求， 根據(jù)上述進行計算后， 選擇30 μH/40 A 的高頻電感，低壓端配以2 200 μF 電解電容， 高壓端使用兩個2 200 μF 電解電容并聯(lián)；同時以IRFB4310ZPbF 作為開關器件實現(xiàn)硬件設計。

　　3 控制器設計

　　在此，雙向交錯并聯(lián)DC/DC 變換器使用電壓電流雙閉環(huán)PI 控制，控制框圖如圖2 所示。

圖2 系統(tǒng)控制框圖

　　在連續(xù)電流模式下，兩相交錯并聯(lián)DC/DC 電路按開關狀態(tài)存在4 種工作模式， 每個橋臂開關狀態(tài)函數(shù)假定為Sk（t），Sk（t）∈{0，1}，k∈{3，4}。當VS3和VS4工作時，根據(jù)電路理論很容易導出在Boost 模式下電路的動力學方程，平均化后可得：

　　系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作時，設輸入電壓為Uin*，輸出電壓為Uo*，穩(wěn)態(tài)電壓調(diào)制比為M*，令微分項為零，線性化狀態(tài)方程后代入狀態(tài)方程消去穩(wěn)態(tài)量，得：

　　系統(tǒng)中電流環(huán)補償器主要用來提高系統(tǒng)動態(tài)響應，故電流環(huán)帶寬應盡可能寬，電壓環(huán)補償器設計達到期望的帶寬和相位裕度時， 可以使系統(tǒng)穩(wěn)定。根據(jù)式（4）求得的系統(tǒng)傳遞函數(shù)設計反饋補償，以求達到滿意的性能指標。圖3 示出Boost 模式下PI 補償前后的波特圖。

圖3 Boost 模式電壓環(huán)PI 補償前后控制到輸出的波特圖

　　4 實驗驗證與實現(xiàn)

　　雙向DC/DC 變換器設計要求為額定功率500W，可承受瞬時750W。低壓端為一個額定電壓15 V、標稱容量400 F、最大儲能52 kJ 的超級電容，高壓端接一個48 V/500 W 的直流電機。低壓端工作電壓10～15V， 高壓端工作電壓15～48V 可調(diào)， 最大不超52V。輸出電壓精度高于97%，電壓紋波低于100mV。

　　系統(tǒng)采用F2812DSP 作為控制芯片， 通過采樣電感電流、輸入電壓、輸出電壓，兩路監(jiān)測輸出異常時無需程序干涉可直接保護。系統(tǒng)包含過流、欠壓、過壓保護等功能， 并配置與上位機通信接口可擴展為能量管理系統(tǒng)。

　　由于在設計主電路PCB 時存在寄生參數(shù)，系統(tǒng)的采樣受到了干擾，有時甚至引發(fā)系統(tǒng)誤保護，降低了整個系統(tǒng)的效率。圖4 示出優(yōu)化吸收回路參數(shù)前后，電感電壓uL1和VS3端電壓uVS3、輸出電流采樣信號uIs的波形。可見，通過優(yōu)化RCD 吸收回路元件參數(shù)，使功率管關閉時電壓過沖下降了47%，電流采樣信號振蕩時間顯著減短。

圖4 優(yōu)化吸收回路參數(shù)前后的波形

　　在Boost 工作模式下，輸入電壓為12.5～13.6 V，給定輸出電壓為48 V，實測出輸出電壓在額定功率左右時誤差約為10 mV，效率達到92.4%，圖5a 為系統(tǒng)在Boost 工作模式額定功率穩(wěn)態(tài)運行時相關參數(shù)的波形。圖5b 為系統(tǒng)負載瞬時降低20%時的電壓波形。可見，輸出電壓在5 ms 內(nèi)穩(wěn)定在48 V。為了保證系統(tǒng)可靠性， 系統(tǒng)在啟動時控制程序給定一個線性變化量， 通過約30 ms 達到48 V，圖5c 為系統(tǒng)啟動過程中相關參數(shù)的實驗波形。在Buck 工作模式下，高壓端輸入電壓為直流48 V。圖5d 為系統(tǒng)在Buck 模式下，給定輸出電流13.5 A 時穩(wěn)態(tài)工作的波形。

圖5 實驗結(jié)果

　　5 結(jié)論

　　給出并實現(xiàn)了雙向交錯并聯(lián)DC/DC 變換器的設計。利用電壓外環(huán)使電壓精確地維持在給定值；當負載突變時，利用快速的電流內(nèi)環(huán)，使雙向交錯并聯(lián)DC/DC 變換器的輸出跟蹤負載電流的變化，使系統(tǒng)具有良好的靜動態(tài)性能，確保負載的安全。電路中所有開關器件電流應力比傳統(tǒng)DC/DC 變換器的減小一半，輸入電感電流和輸出電壓紋波頻率增加一倍，紋波大小減半，減少了輸入電感和輸出電容的體積。