具有同步續(xù)流的電動車用直流電機控制器設(shè)計

     摘 要:由于直流電機控制器是電動車中的核心部件, 又是故障率最高的部件, 其損壞的主要原因是車輛持續(xù)重載運行時控制器功耗過大,而控制器通常又都安裝在較密閉的空間里,通風(fēng)不良,散熱條件差,若功耗大就會造成溫度快速升高,容易發(fā)生過熱損壞。

　　針對當(dāng)前直流電機控制器續(xù)流損耗大、效率低的問題,提出了基于同步續(xù)流的直流電機控制系統(tǒng)設(shè)計方案,通過Matlab 建立系統(tǒng)仿真模型,進行相關(guān)仿真研究來驗證方案的可行性,大量的仿真研究結(jié)果證明了設(shè)計方案的正確性。

　　1 引言

　　作為電動車關(guān)鍵機電元件的電機, 無論是在品種上, 還是在數(shù)量上都得到了迅猛發(fā)展。特別是隨著功率半導(dǎo)體器件和控制技術(shù)的發(fā)展, 其電控技術(shù)也日趨完善, 晶體管控制使可靠性大大提高。當(dāng)電機工作于啟動、制動、堵轉(zhuǎn)、過載等方式時, 短時間內(nèi)電機和控制器中的電流都很大, 甚至數(shù)倍于額定電流, 持續(xù)時間越長, 對控制器構(gòu)成的威脅就越大, 功耗也隨之上升, 再加上其工作環(huán)境密閉, 很容易發(fā)生過熱損壞。當(dāng)前, 降低功耗不僅成為節(jié)電的必由之路, 并且被賦予了環(huán)保的神圣使命。因此直流電機控制器的設(shè)計者們都十分關(guān)心功耗問題, 這也是目前電動車市場進一步繁榮所必須關(guān)心的因素。

　　為了使控制器和電機的短時過載能力相匹配, 目前的辦法主要就是靠選用大功率半導(dǎo)體器件或加大控制器散熱面積來解決。這樣并沒有真正降低功耗, 反而增加了控制器成本和體積重量。所以在一些對電機控制器的體積和重量有嚴(yán)格要求的場合, 這種方法就無能為力了。

　　電機控制器本身是一種功率變換器件, 自身需要消耗一定的電能, 而自身消耗電功率越大, 控制器的效率就越低。經(jīng)試驗發(fā)現(xiàn), 控制器的功耗主要來自功率開關(guān)管和續(xù)流二極管, 其*率開關(guān)管的功耗主要有開關(guān)功耗和導(dǎo)通功耗, 這兩部分功耗是可以通過選取開關(guān)速度快, 通態(tài)電阻小的功率元件來得到控制。而續(xù)流二極管產(chǎn)生的續(xù)流功耗則很難降低, 即使選用導(dǎo)通壓降很低的肖特基二極管, 導(dǎo)通壓降也至少在0.6V以上, 隨著續(xù)流電流的上升其壓降還會進一步增大, 那么在續(xù)流二極管上產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)續(xù)流功耗占了整個控制器功耗相當(dāng)大的比例。

　　2 同步續(xù)流工作原理

　　同步續(xù)流技術(shù)是一種實現(xiàn)同步續(xù)流管的柵極、源極間的驅(qū)動信號與同步續(xù)流管的漏極、源極之間開關(guān)同步的手段或方法。直流電動機控制系統(tǒng)多采用脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation PWM)斬波控制方式, 并采用H 型可逆的PWM 驅(qū)動控制系統(tǒng),H 型可逆的PWM 驅(qū)動控制系統(tǒng)按照控制方法的不同,還可以劃分為雙極式H 型可逆的PWM 驅(qū)動控制系統(tǒng),單極式H型可逆的PWM 驅(qū)動控制系統(tǒng),以及受限單極式H 型可逆的PWM 驅(qū)動控制系統(tǒng),以雙極式H 型可逆的PWM驅(qū)動控制系統(tǒng)的同步續(xù)流來說,就是采用MOSFET 代替雙極式H 型可逆PWM 驅(qū)動控制系統(tǒng)中的續(xù)流二極管,達到降低驅(qū)動控制系統(tǒng)的續(xù)流損耗, 以達到提高控制系統(tǒng)整體工作效率的目的。

　　2.1 PWM 驅(qū)動控制系統(tǒng)

　　如圖1 所示, 為H 型雙極可逆P W M 驅(qū)動系統(tǒng),PWM 功率轉(zhuǎn)換電路由4 個開關(guān)管和4 個續(xù)流二極管分別并聯(lián)組成, 單電源供電。當(dāng)電機正轉(zhuǎn)時,V 1 開關(guān)管根據(jù)PWM 控制信號同步導(dǎo)通或關(guān)斷, 而V 2 開關(guān)管則受PWM反向控制信號控制,V3 保持常閉,V4 保持常開。當(dāng)電機反轉(zhuǎn)時,V3 開關(guān)管根據(jù)PWM 控制信號導(dǎo)通或關(guān)斷,而V4 開關(guān)管則受PWM 反向控制信號控制,V 1 保持常閉,V2 保持常開。

　　直流電機在一個PWM 周期中, 電流交替呈現(xiàn)再生制動、電動、續(xù)流電動、耗能制動四種狀態(tài), 當(dāng)電機處于以上任一種工作狀態(tài)之一時,如果采用MOSFET 替代開關(guān)管與二極管的并聯(lián)組合并進行同步續(xù)流后, 不但能執(zhí)行原開關(guān)管與二極管并聯(lián)組合的全部功能, 同時還能降低驅(qū)動控制系統(tǒng)中電機電樞電流的續(xù)流損耗。

圖1 直流電機的PWM 驅(qū)動控制系統(tǒng)

　　2.2 MOSFET 工作特性

圖2 MOSFET 的簡化模型及工作特性曲線。

　　圖2 所示為MOSFET 的簡化模型及工作特性曲線,通過觀察,不難發(fā)現(xiàn),作為主開關(guān)的MOSFET 工作在第一象限, 是硬性開關(guān), 要求開關(guān)速度快, 以減少開關(guān)損耗;而作為同步續(xù)流/ 整流用的MOSFET 工作于第三象限,要求MOSFET 具有導(dǎo)通電阻小,體二極管反向恢復(fù)電荷小, 柵極電阻小和開關(guān)特性好的特點。同時,MOSFET 器件作為一種電力場控效應(yīng)管,特別適合作為低壓大電流環(huán)境下系統(tǒng)的開關(guān)組件, 器件本身具有突出的特點:

　　1) 導(dǎo)通電阻小,負(fù)載電流大,輸入阻抗高,驅(qū)動功率小, 驅(qū)動電路簡單;2) 導(dǎo)通電阻具有正的溫度系數(shù), 電流加大時, 溫度升高, 電阻加大, 對電流起自動限流的作用, 不會產(chǎn)生二次擊穿的現(xiàn)象;3) 漏極電流具有負(fù)的溫度系數(shù),因此多個MOSFET可以并聯(lián)使用, 能夠?qū)崿F(xiàn)功率管間的自動均流;4) 開關(guān)速度快,工作頻率高。

　　大多數(shù)的實驗研究均利用了MOSFET 的單向?qū)щ婇_關(guān)特性,忽略了MOSFET 優(yōu)良的雙向溝道導(dǎo)電特性,本文充分的利用了MOSFET 處于第三象限的漏極、源極伏安特性, 實現(xiàn)了電機電樞電流的同步續(xù)流, 達到了提高控制器續(xù)流效率的目的。

　　同步續(xù)流技術(shù)的關(guān)鍵就是利用MOSFET 的第三象限工作特性, 代替續(xù)流二極管工作, 處于第三象限工作于同步續(xù)流狀態(tài)的MOSFET,其導(dǎo)通壓降隨電流的增大線性的增長,工作于同步續(xù)流狀態(tài)的MOSFET 可以視為一個具有固定阻值的電阻,即通態(tài)電阻。通態(tài)電阻的值為特性曲線的斜率, 由柵極電壓控制, 柵極電壓越高, 導(dǎo)通電阻越小。當(dāng)MOSFET 的漏極、源極反向壓降達到一定數(shù)值,MOSFET 的體二極管導(dǎo)通,導(dǎo)通壓降為固定值。以上分析說明,MOSFET 的導(dǎo)通壓降和導(dǎo)通損耗隨著續(xù)流電流的上升而增加,并且導(dǎo)通壓降與續(xù)流電流成正比關(guān)系,增長速度較快;續(xù)流二極管本身的導(dǎo)通壓降會隨著導(dǎo)通電流的增加趨于飽和。

　　2.3 同步續(xù)流對系統(tǒng)工作效率的影響

　　對于本文設(shè)計的直流電機的驅(qū)動控制系統(tǒng)來說, 其特點是在處于低壓大電流的工作環(huán)境中, 仍然具有較高的功率密度和瞬態(tài)響應(yīng)。由于普通大功率二極管的正向?qū)▔航迪鄬^大(一般在0.7V～1.0V 之間),即使是肖特基二極管的正向?qū)▔航狄埠茈y低于0.3V,因而續(xù)流二極管的續(xù)流損耗占總損耗的比例很大, 在之考慮續(xù)流損耗的概況下, 可以等到驅(qū)動控制系統(tǒng)效率和續(xù)流二極管壓降的近似關(guān)系為:

　　其中,VDF 為對應(yīng)電機電樞電流為Ia 時,續(xù)流二極管的正向?qū)▔航? α為續(xù)流二極管續(xù)流損耗以外的驅(qū)動控制系統(tǒng)損耗與輸入功率的比值。

　　圖3 所示為由式(1)所確定的效率η隨VDF/Ea,并以α為參量的變化曲線。從圖4 可以看出, 隨著電機端電壓Ea 的降低, 二極管壓降VDF 的降低, 續(xù)流二極管的壓降將逼近Ea,那么整個驅(qū)動控制系統(tǒng)的效率將進一步降低。可見, 續(xù)流二極管的管壓降較高是限制整個直流電機驅(qū)動控制系統(tǒng)效率低下的主要因素。

圖3 控制器效率曲線。

　　采用通態(tài)電阻很小的MOSFET 代替二極管并進行同步續(xù)流, 可以極大程度上的降低續(xù)流損耗, 提高驅(qū)動控制系統(tǒng)的工作效率。與傳統(tǒng)的續(xù)流二極管相比, 采用MOSFET 進行同步續(xù)流的優(yōu)點是正向壓降小,阻斷電壓高, 反向電流小, 動作時間短, 也就是說, 在低壓適當(dāng)電流的工作條件下,由于MOSFET 的導(dǎo)通電阻很小,即使電流偏大,同步續(xù)流MOSFET 的管壓降仍然很低,所以,采用MOSFET 代替續(xù)流二極管工作于直流電機驅(qū)動控制系統(tǒng)中, 進行同步續(xù)流已勢在必行。

　　3 同步續(xù)流驅(qū)動系統(tǒng)仿真分析

　　3.1 同步續(xù)流模型建立

圖4 同步續(xù)流仿真原理圖

　　采用Matlab 的可視化仿真環(huán)境Simulink,建立直流電機驅(qū)動控制系統(tǒng)的仿真模型, 通過對仿真波形的分析, 來驗證同步續(xù)流應(yīng)用于的直流電機驅(qū)動控制系統(tǒng)的可行性, 仿真原理圖如4 所示。

　　1) 電機工作于電動狀態(tài), 主開關(guān)管在導(dǎo)通時兩端壓降為零。同時, 對于處于H 橋不同位置的開關(guān), 信號的時序規(guī)律是相同的。電機的驅(qū)動控制系統(tǒng)通過改變控制信號占空比的方式調(diào)節(jié)電機的電樞電壓, 實現(xiàn)電機的調(diào)速控制。圖5(a)和(b)分別為取控制信號的占空比為某一特定值時, 電機電樞電流波形及電機輸出的轉(zhuǎn)速波形。

圖5 直流電機仿真電流與轉(zhuǎn)速波形

　　2) 電機工作于回饋制動狀態(tài),電機在制動運行的過程中, 電機的慣性使電機產(chǎn)生感應(yīng)電動勢, 其值的大小為CeN Ф,與轉(zhuǎn)速的大小密切相關(guān)。電機兩端的電壓通過DC-DC 控制器升壓后,得到高于蓄電池兩端的電壓, 此時, 蓄電池相當(dāng)于負(fù)載, 電機向蓄電池回饋充電。

　　圖6(a)和(b)分別為回饋制動模式下電機電流和電機轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速波形。

圖6 回饋制動時電機電流和轉(zhuǎn)速仿真波形。

　　當(dāng)電機處于回饋制動的模式下工作時, 電機轉(zhuǎn)速迅速降低, 電機電樞電流反向。流過蓄電池的電流值為負(fù), 蓄電池處于充電狀態(tài)。實現(xiàn)了機械能到電能的轉(zhuǎn)換, 提高了電動叉車的連續(xù)工作時間。

　　3.2 功耗仿真分析

　　根據(jù)前文介紹MOSFET 和續(xù)流二極管的工作特性,下面分別建立MOSFET 與續(xù)流二極管的損耗模型,為建模及分析的方便, 做如下假設(shè)。

　　1) 忽略MOSFET 開關(guān)的驅(qū)動損耗,柵極驅(qū)動電壓為一確定值, 僅考慮其續(xù)流過程中的通態(tài)損耗這一主要因素;2) 忽略溫度、頻率等的變化對開關(guān)管及續(xù)流二極管工作特性的影響;3) 電機電樞電流連續(xù)無波動;4) 重點考慮穩(wěn)定工作狀態(tài)的靜態(tài)工作情況;5) MOSFET 的體二極管與普通續(xù)流二極管工作特性相近;6) 忽略控制信號死區(qū)時間帶來的影響。

　　雖然實際的電力電子器件不具備理想的苛刻條件,但是在不影響結(jié)論分析正確性的前提下, 對模型進行簡化可以降低工作量, 使仿真分析工作得到適當(dāng)?shù)暮喕?。圖7 二極管的簡化損耗模型，其中RD 是二極管等效的通態(tài)電阻,UT 為肖特基二極管的正向壓降,Cj 為結(jié)電容。

　　肖特基二極管的損耗模型等效為一個帶有開關(guān)的電壓源和電阻的串聯(lián)組合,其中電壓源為二極管的導(dǎo)通電壓,且不隨溫度變化而變化。每個PWM 周期內(nèi)續(xù)流二極管消耗的功率P D 計算如下:

　　式( 2 ) 中, I a 為電機電樞電流, α為主開關(guān)斬波占空比,RD 是續(xù)流二極管的等效通態(tài)電阻,U 是電源電壓,R是電動機電樞阻抗,V T 是肖特基二極管的通態(tài)壓降。

圖7 二極管等效模型。

　　圖8 是MOSFET 的簡化損耗模型,其中Rcha 是MOSFET 溝道及積累層電阻,Rd 是由JFET 區(qū)、外延層及襯底形成的電阻,Rds 為MOSFET 的通態(tài)電阻。

圖8 MOSFET 等效模型。

　　于是,MOSFET 的損耗模型等效為一個帶有開關(guān)的電阻支路與一個肖特基二極管的并聯(lián)組合, 因為實際的MOSFET 工作于續(xù)流狀態(tài)時,根本不能杜絕體二極管的導(dǎo)通, 此時, 總的導(dǎo)通損耗中應(yīng)該包括體二極管導(dǎo)通帶來的損耗, 而做成肖特基的體二極管, 導(dǎo)通損耗和反向恢復(fù)損耗相對較低。則每個PWM 周期內(nèi),MOSFET 消耗的功率PM 計算如下:

　　式(3)中,Ia1 是電動機電樞電流中流過MOSFET 導(dǎo)電溝道的部分,Rds 是MOSFET 的等效通態(tài)電阻,Ia2 是電動機電樞電流中流過MOSFET 體二極管的部分,RD 是體二極管的等效通態(tài)電阻,U 是電源電壓, α是主開關(guān)斬波占空比, R 是電動機電樞阻抗。

　　通過本文建立的MOSFET 與續(xù)流二極管損耗模型,參考MOSFET 及續(xù)流二極管的伏安特性曲線,并聯(lián)系實際的實驗臺架設(shè)備, 對于同步續(xù)流能夠提高直流電機驅(qū)動控制系統(tǒng)效率的正確性進行仿真實驗, 通過功率損耗對比的方式加以驗證。

　　取電機等效電樞阻值為0 . 3 6 Ω, 穩(wěn)態(tài)過程中電機電感感值足夠大, 回路阻抗不計, 續(xù)流二極管的通態(tài)等效電阻為0.01 Ω,MOSFET 體二極管的通態(tài)等效電阻為0.008 Ω,MOSFET 導(dǎo)電溝道通態(tài)等效電阻為0.001Ω。按照表達式(2)所示的函數(shù)關(guān)系,續(xù)流二極管消耗的功率是電源電壓U 與斬波占空比α的二元函數(shù), 仿真結(jié)果如圖9 ( a ) 所示。按照表達式( 3 )所示的函數(shù)關(guān)系,MOSFET 消耗的功率同樣是電源電壓U 與斬波占空比α的二元函數(shù),仿真結(jié)果如圖9(b)所示。仿真結(jié)果可以明顯發(fā)現(xiàn)利用MOSFET 實現(xiàn)續(xù)流, 其功耗遠遠低于續(xù)流二極管。

圖9 功耗仿真的輸出結(jié)果。

　　4 結(jié)束語

　　本文根據(jù)同步續(xù)流的基本原理, 結(jié)合電動車實際的工作特性,通過Matlab 仿真平臺,建立了系統(tǒng)的工作模型,對MOSFET 及續(xù)流二極管在動作過程中的功耗問題進行了仿真研究。通過仿真實驗結(jié)果, 可以驗證方案的正確性, 表明該系統(tǒng)可以平穩(wěn)低功耗運行, 為基于同步續(xù)流的直流電機驅(qū)動控制系統(tǒng)軟硬件設(shè)計的實現(xiàn)提供理論支持。