LED照明回路中恢復二極管的選擇方案

在全球能源短缺的背景下，節(jié)能己成為全球熱議的話題。2011年我國耗電總量46928億kWh，其中照明用電占12％，約5631億度，可見在照明領域的節(jié)能有著重要的效益。照明節(jié)能的重點在于提高光源的光效和降低燈具本身損耗，LED作為新一代綠色照明光源，具有環(huán)保、節(jié)能、壽命長、體積小等特點，必將是21世紀代表性的新型光源。 　　LED的亮度與通過它的正向電流成正比。從LED的伏安特性可知，當采用恒壓供電時，電源電壓的波動會引起LED電流較大的變化；另外LED伏安特性有具有負溫度系數的特點，工作過程中隨溫度的升高，亮度會減小。實際應用時，一般采用多只LED串聯方式，不同廠家或同一廠家的LED離散性較大，為了保證串聯LED有相同的亮度，延長LED壽命，恒流驅動是理想的選擇。 　　文章針對實際應用中的一種3W白色LED恒流驅動電路，由于續(xù)流回路恢復二極管的選用問題，造成器件發(fā)熱，無法滿足設計要求，通過器件工作原理的仔細分析，找到了問題并得到了解決。 　　1問題引出 　　LED恒流驅動電路一般由PWM芯片、MOSFET管、電感及續(xù)流恢復二極管構成。圖1為一種實際應用中的電路原理圖，恒流驅動由PWM芯片U1(HV9910B)、MOSFET管Q1、3W白色LEDD3、恢復二極管D2、電感L3、工作頻率選擇電阻R1、電流采樣電阻R2、R3、R4及濾波電容C6～C9組成。 　　設計要求恒流電流為630mA，D2設計初期選用了快速恢復二極管FR207，通電工作時，發(fā)現LED回路電流約200mA，LED亮但亮度不夠，此時D2、R2、R3、R4、Q1管發(fā)熱嚴重。 　　2工作原理 　　2．1HV9910B特點及應用領域 　　HV9910B是Supertex公司在2007年推出的一種高效的PWM控制的LED驅動器，其供電電壓范圍為DC8V～DC450V，開關頻率高達300kHz，可以外接電阻設置。LED由恒流驅動，輸出電流由數mA至1A。特點如下： 　　●輸入電壓范圍為DC8V～DC450V； 　　●輸出電流由幾mA到1A以上，既能驅動小功率LED，也能驅動大功率LED； 　　●可以方便地組成降壓式、升／降壓式架構，以滿足不同供電電壓的需求； 　　●它可以驅動1個LED到上百個LED； 　　●轉換效率高，可達90％； 　　●組成的驅動器電路簡單，外圍元器件少，不僅占PCB板面積小，并且生產成本低； 　　●內部有能輸入DC450V高壓、輸出7．5V的線性穩(wěn)壓器，無須外接降壓電阻，使電路更簡單，并可輸出作模擬調光電路的電流； 　　●有兩種工作模式：恒定頻率模式及恒定關斷時間模式； 　　●有兩種調光方式：模擬調光方式和PWM調光方式； 　　●輸出驅動電流大小用一個外設電阻RCS設定。 　　8引腳的HV9910B的管腳定義和功能如表1所示。 　　2．2工作原理 　　圖2是HV9910B的內部框圖及典型應用電路。直流電壓直接加于VIN腳，當VDD腳超過開啟閾值后，柵極驅動器工作，GATE腳輸出電壓使MOSFET管導通并運行在開關狀態(tài)，MOSFET管的源極接電流檢測電阻RCS，其電壓加于CS腳，當該電壓超過峰值電流檢測閾值時，柵極驅動信號終止，MOSFET管截止。由于閾值電壓內部設定為250mV，所以，MOSFET管峰值電流由檢測電阻RCS決定。 　　外接電路說明：Q代表MOSFET管；D代表續(xù)流回路恢復二極管；L代表回路電感；ROSC代表頻率設定電阻；LED代表發(fā)光二極管。 　　由于MOSFET管工作在開關狀態(tài)，導通時，電感充電電流上升；截止時，電感放電電流減小。顯然，電流到達峰值的時間與電感選用有關系。嚴格地說，經過LED電流是脈動起伏的，不是直流，其平均值與電感值有關。根據電感電流是否連續(xù)可以分成如下三種模式，見圖3。 　　這三種工作模式各有優(yōu)缺點，按實際情況進行選用。a模式電流變化范圍小，具有較小的磁滯損耗，一般工作頻率較高，功率管的開關損耗大，電源電壓變化對應的電流精度高；c模式電流變化大，具有較大的磁滯損耗，一般工作頻率較低，功率管的開關損耗小，電源電壓變化對應的電流精度低；b模式介于這兩種模式之間，同時具有這兩種模式的優(yōu)缺點。對應市電應用的場合，負載功率高時，建議選用a模式，負載功率適中可選用b模式，負載功率低則可選用c模式。文章中實際電路選用了a模式。 　　3問題分析 　　圖1中采用恒定頻率的工作模式，電流采樣電阻RCS(由R2、R3、R4并聯組成)，R1電阻阻值為100kΩ，工作頻率為200kHz。 　　通電后，U1的GATE管腳輸出高電平，Q1導通，+24V電源電流經濾波器件后到U1管腳1，再經D3、L3、Q1、RCS流回24V地，此時是電感L3儲能過程；U1通過電流采樣電阻RCS檢測其兩端的電壓，當電壓達到250mV時，U1的GATE管腳輸出低電平，關斷Q1?；芈分杏捎陔姼蠰3存儲了電能，當Q1關斷后，L3將釋放其儲能，釋放回路為：電流從L3的一端流出，經D2、D3，最后回到L3的+端，維持D3繼續(xù)發(fā)光。 　　3．1恢復二極管恢復特性 　　二極管和一般開關的不同在于“開”與“關”由所加電壓的極性決定，而且“開”態(tài)有微小的壓降，“關”態(tài)有微小的電流。當電壓由正向變?yōu)榉聪驎r，電流并不立刻成為-I0，而是在一段時間ts內反向電流始終很大，二極管并不關斷；經過ts后，反向電流才逐漸變小，再經過tf時間，二極管的電流才成為-I0，二極管關斷，如圖4所示。ts稱為儲存時間，tf稱為下降時間，trr稱為反向恢復時間，以上過程稱為反向恢復過程，這實際上是由電荷存儲效應引起的。反向恢復時間就是存儲電荷耗盡所需要的時間。 　　圖5是引用超快速恢復二極管ES1D的使用手冊中的關斷特性曲線和測試電路。從圖中可以看出，ES1D反向恢復時間35ns，比普通二極管的恢復時間要短得多，同時ts也要小。 　　從圖4、5可知，由于反向恢復過程存在，當二極管的兩端電壓由正向變?yōu)榉聪驎r，二極管并不馬上關斷，經過trr后才真正關斷。 　　3．2MOSFET管導通特性 　　圖6是MOSFET管的開關時間測試電路與波形。 　　3．2．1開啟時間ton 　　當VGS由低電平變?yōu)楦唠娖綍r，MOSFET管導通，VDS由高電平變?yōu)榈碗娖健OSFET管從截止到飽和所需的時間就是開啟時間，包括VGS導通延遲時間td(on)和VDS的導通時間tr。即 　　ton=td(on)+tr 　　3．2．2關閉時間toff 　　當VGS由高電平變?yōu)榈碗娖綍r，MOSFETF管截止，VDS由高電平變?yōu)榈碗娖?。MOSFET管從截止到飽和所需的時間就是關斷時間。包括VGS關斷延遲時間td(off)和VDS的關斷時間tf。即 　　toff=td(off)+tf 　　通常情況下，toff>ton，開關時間一般在納ns數量級，高頻應用時需考慮。 　　LED照明回路中恢復二極管的選擇方案 　　3．3問題原因 　　由于恢復二極管trr的客觀存在，圖1中電路的實際工作過程如下： 　　工作階段：U1中GATA輸出高電平，經過ton時間后，Q1導通，D2關斷，24V電源從正流出，經濾波電路后到U1管腳1，再經D3、L3、Q1、RCS流回電源負端。此時L3充電儲能。 　　續(xù)流階段：U1中GATA輸出低電平，經過toff時間后，Q1關斷，D2正向導通，電流從L3的+端流出，經D2、D3，最后回到L3的一端，電感釋放儲能。 　　純消耗階段：Q1導通，D2處于trr階段；24V電源從正流出，經D2(D2反向導通)，Q1、RCS回到電源負。RCS阻值為0．4Ω，此時回路電流很大(24／0．4=60A)，且能量全部轉換為熱能，消耗在D2、R2、R3、R4、Q1管上，引起器件的發(fā)熱。 　　文章中電路工作是工作階段、續(xù)流階段、純消耗階段三種階段周而復始的循環(huán)過程。純消耗階段越短，電流流經D3回路的時間越長，裝置效率越高。 　　文章中電路初期設計中，選用了快速恢復二極管FR207，trr為150ns，當MOSFET管工作頻率為200kHz時，即周期為5μs，根據圖3中的描述，電感電流工作在連續(xù)的模式，此時在一個周期中，占空比略大于0．5，也就是說trr為工作階段的的6％(0．15／2．5=0．06)，另外純消耗階段回路電流(60／0．63≈10)約為其他階段的10倍，正是FR207的trr太大造成了器件發(fā)熱，效率低，達不到設計要求。 　　3．4問題的解決 　　將FR207更換為ES1D后，純消耗階段縮短了4倍，問題解決。實際上將ES1D更換為肖特基二極管SS1100效果更好，用測試設備測試FR20、ES1D、SS1100的恢復時間，結果SS1100最短(約為10ns)，同時驗證了本章的分析。 　　4結論 　　在由PWM芯片實現的LED恒流驅動電路中，續(xù)流回路二極管應該選用trr短的超快速恢復二極管，當電壓低時，盡量選用肖特基二極管。通常情況，我們常常會忽略掉純消耗階段的存在，真正理解了二極管的反向恢復特性，才能設計出合理的電路。另外當二極管在較高頻率當作“開關”使用時，如果反向脈沖的持續(xù)時間比trr短，則二極管在正、反向都可導通，起不到開關作用，即二極管的單向導電性在一定的頻率范圍內是正確的。