SDR 作為 GPS/GNSS 模擬器的真實(shí)信號(hào)

    為了更好地理解現(xiàn)實(shí)世界的射頻環(huán)境如何影響接收信號(hào)以及如何對其進(jìn)行仿真，我們需要首先討論混頻器的基本屬性，并確定其使用帶來的重要的非理想性?；祛l器可用于上變頻和下變頻，即將信號(hào)向上或向下移動(dòng)頻譜，這是無線電收發(fā)器中的基本操作，可確保高頻通信在板級(jí)上可管理。在架構(gòu)方面，SDR 通常實(shí)現(xiàn)三種類型的混頻器：真實(shí) RF 混頻器、復(fù)雜 IQ 混頻器和 CORDIC 混頻器。真正的混頻器本質(zhì)上是乘法器，它將輸入信號(hào)（可以是 RF 或 IF，具體取決于轉(zhuǎn)換）和本地振蕩器 (LO) 信號(hào)相結(jié)合，以在頻譜中上下移動(dòng)頻率內(nèi)容（參見圖 1）。下變頻時(shí)，RF 輸入與 LO 相結(jié)合，產(chǎn)生低于原始 RF 輸入的 IF 輸出，而上變頻則需要 LO 來增加高于原始 RF 輸入的 RF 輸出。在此過程中，可以創(chuàng)建邊帶，通常稱為圖像邊帶。通常，我們只對一個(gè)邊帶感興趣，因此必須通過濾波或相位操縱技術(shù)消除另一邊帶。上變頻時(shí)，可以使用濾波器或帶有 Hartley 調(diào)制器的單邊帶 (SSB) 混頻器。Hartley 調(diào)制器利用相位操縱來消除邊帶，從而無需使用窄帶濾波器來消除不需要的邊帶。下變頻時(shí)，可以利用圖像抑制 (IR) 混頻器或帶有濾波器的標(biāo)準(zhǔn)混頻器來消除不需要的圖像。RF 輸入與 LO 相結(jié)合，產(chǎn)生低于原始 RF 輸入的 IF 輸出，而上變頻則需要 LO 來將 RF 輸出增加到超過原始 RF 輸入。在此過程中，可以創(chuàng)建邊帶，通常稱為圖像邊帶。通常，我們只對一個(gè)邊帶感興趣，因此必須通過濾波或相位操縱技術(shù)消除另一邊帶。上變頻時(shí)，可以使用濾波器或帶有 Hartley 調(diào)制器的單邊帶 (SSB) 混頻器。Hartley 調(diào)制器利用相位操縱來消除邊帶，從而無需使用窄帶濾波器來消除不需要的邊帶。下變頻時(shí)，可以利用圖像抑制 (IR) 混頻器或帶有濾波器的標(biāo)準(zhǔn)混頻器來消除不需要的圖像。RF 輸入與 LO 相結(jié)合，產(chǎn)生低于原始 RF 輸入的 IF 輸出，而上變頻需要 LO 來將 RF 輸出增加到高于原始 RF 輸入。在此過程中，可以創(chuàng)建邊帶，通常稱為圖像邊帶。通常，我們只對一個(gè)邊帶感興趣，因此必須通過濾波或相位操縱技術(shù)消除另一邊帶。上變頻時(shí)，可以使用濾波器或帶有 Hartley 調(diào)制器的單邊帶 (SSB) 混頻器。Hartley 調(diào)制器利用相位操縱來消除邊帶，從而無需使用窄帶濾波器來消除不需要的邊帶。下變頻時(shí)，可以利用圖像抑制 (IR) 混頻器或帶有濾波器的標(biāo)準(zhǔn)混頻器來消除不需要的圖像。

    圖 1：上變頻和下變頻。

    IQ 混頻器比真實(shí)混頻器更進(jìn)一步，因?yàn)樗鼈冊谕嗪驼恍盘?hào)下運(yùn)行，這允許獨(dú)立處理兩個(gè)分量并自然抑制邊帶，從而無需復(fù)雜且昂貴的窄帶過濾器。IQ 混頻器由兩個(gè)標(biāo)準(zhǔn)混頻器和 LO 處的正交混合耦合器組成（見圖 2）?；旌像詈掀鲗?LO 信號(hào)分成兩個(gè)輸出端口，其中一個(gè)輸出具有 90° 相移。在上變頻期間，每個(gè)分量與同相 LO 或正交 LO 信號(hào)混合，所得輸出在 RF 端口中組合。相反，當(dāng)混頻器用于下變頻時(shí)，可以輕松地檢索兩個(gè)信號(hào)。，CORDIC 混頻器（COrdinate 旋轉(zhuǎn)數(shù)字計(jì)算機(jī)）本質(zhì)上是 IQ 混頻器的數(shù)字實(shí)現(xiàn)，通常使用矢量旋轉(zhuǎn)算法在 SDR 的 FPGA 后端內(nèi)部進(jìn)行編程。在這種情況下，LO 是使用 FPGA 內(nèi)部的數(shù)控振蕩器 (NCO) 實(shí)現(xiàn)的，用于上變頻和下變頻。在上變頻中，通過插值獲得更高的頻率，并且預(yù)計(jì)會(huì)出現(xiàn)側(cè)圖像。在下變頻中，混合后抽取起著重要作用，將采樣頻率降低到主機(jī)更易于管理的水平。通過插值獲得更高的頻率，預(yù)計(jì)會(huì)出現(xiàn)側(cè)面圖像。在下變頻中，混合后抽取起著重要作用，將采樣頻率降低到主機(jī)更易于管理的水平。通過插值獲得更高的頻率，預(yù)計(jì)會(huì)出現(xiàn)側(cè)面圖像。在下變頻中，混合后抽取起著重要作用，將采樣頻率降低到主機(jī)更易于管理的水平。

    圖 2：IQ 混合器架構(gòu)。
    使用混頻器時(shí)，高端 SDR 工程師通常會(huì)采用復(fù)雜的電路設(shè)計(jì)技術(shù)來限度地減少非理想性，包括實(shí)現(xiàn)電路對稱的混合結(jié)，以確?；祛l器平衡 - 在端口之間創(chuàng)建隔離并消除互調(diào)產(chǎn)物。然而，無論系統(tǒng)設(shè)計(jì)得多么好，混合偽影始終存在。其中一些偽影包括 LO 饋通、IF 饋通和邊帶形成。來自混頻器 LO、RF 或 IF 側(cè)的信號(hào)饋通是由于寄生電容、電感和電源耦合造成的端口之間有限隔離的結(jié)果。這種非理想性會(huì)影響混合信號(hào)的頻率成分，從而在 LO、RF 或 IF 頻率處引入諧波。盡管任何類型的饋通都不是可取的，由于與所需諧波的距離較遠(yuǎn)，來自 IF 或 RF 側(cè)的泄漏可以輕松濾除。然而，LO 信號(hào)仍然存在，這會(huì)嚴(yán)重影響性能。當(dāng)使用實(shí)際混頻器時(shí)，即使考慮理想電路，圖像帶或邊帶也是混頻本身的產(chǎn)物，因此必須通過濾波消除不需要的帶。在實(shí)際應(yīng)用中，使用單側(cè)上變頻或單側(cè)下變頻IQ混頻器，實(shí)現(xiàn)具有相位消除架構(gòu)方案的架構(gòu)以消除不需要的邊帶。此外，除了所需的頻率產(chǎn)物之外，射頻混頻器還會(huì)產(chǎn)生雜散產(chǎn)物，可以使用平衡技術(shù)來抑制雜散產(chǎn)物，但在某些調(diào)諧和 LO 頻率下仍可能出現(xiàn)在頻譜中。由于與所需諧波的距離。然而，LO 信號(hào)仍然存在，這會(huì)嚴(yán)重影響性能。當(dāng)使用實(shí)際混頻器時(shí)，即使考慮理想電路，圖像帶或邊帶也是混頻本身的產(chǎn)物，因此必須通過濾波消除不需要的帶。在實(shí)際應(yīng)用中，使用單側(cè)上變頻或單側(cè)下變頻IQ混頻器，實(shí)現(xiàn)具有相位消除架構(gòu)方案的架構(gòu)以消除不需要的邊帶。此外，除了所需的頻率產(chǎn)物之外，射頻混頻器還會(huì)產(chǎn)生雜散產(chǎn)物，可以使用平衡技術(shù)來抑制雜散產(chǎn)物，但在某些調(diào)諧和 LO 頻率下仍可能出現(xiàn)在頻譜中。由于與所需諧波的距離。然而，LO 信號(hào)仍然存在，這會(huì)嚴(yán)重影響性能。當(dāng)使用實(shí)際混頻器時(shí)，即使考慮理想電路，圖像帶或邊帶也是混頻本身的產(chǎn)物，因此必須通過濾波消除不需要的帶。在實(shí)際應(yīng)用中，使用單側(cè)上變頻或單側(cè)下變頻IQ混頻器，實(shí)現(xiàn)具有相位消除架構(gòu)方案的架構(gòu)以消除不需要的邊帶。此外，除了所需的頻率產(chǎn)物之外，射頻混頻器還會(huì)產(chǎn)生雜散產(chǎn)物，可以使用平衡技術(shù)來抑制雜散產(chǎn)物，但在某些調(diào)諧和 LO 頻率下仍可能出現(xiàn)在頻譜中。這會(huì)顯著影響性能。當(dāng)使用實(shí)際混頻器時(shí)，即使考慮理想電路，圖像帶或邊帶也是混頻本身的產(chǎn)物，因此必須通過濾波消除不需要的帶。在實(shí)際應(yīng)用中，使用單側(cè)上變頻或單側(cè)下變頻IQ混頻器，實(shí)現(xiàn)具有相位消除架構(gòu)方案的架構(gòu)以消除不需要的邊帶。此外，除了所需的頻率產(chǎn)物之外，射頻混頻器還會(huì)產(chǎn)生雜散產(chǎn)物，可以使用平衡技術(shù)來抑制雜散產(chǎn)物，但在某些調(diào)諧和 LO 頻率下仍可能出現(xiàn)在頻譜中。這會(huì)顯著影響性能。當(dāng)使用實(shí)際混頻器時(shí)，即使考慮理想電路，圖像帶或邊帶也是混頻本身的產(chǎn)物，因此必須通過濾波消除不需要的帶。在實(shí)際應(yīng)用中，使用單側(cè)上變頻或單側(cè)下變頻IQ混頻器，實(shí)現(xiàn)具有相位消除架構(gòu)方案的架構(gòu)以消除不需要的邊帶。此外，除了所需的頻率產(chǎn)物之外，射頻混頻器還會(huì)產(chǎn)生雜散產(chǎn)物，可以使用平衡技術(shù)來抑制雜散產(chǎn)物，但在某些調(diào)諧和 LO 頻率下仍可能出現(xiàn)在頻譜中。因此必須通過濾波消除不需要的頻帶。在實(shí)際應(yīng)用中，使用單側(cè)上變頻或單側(cè)下變頻IQ混頻器，實(shí)現(xiàn)具有相位消除架構(gòu)方案的架構(gòu)以消除不需要的邊帶。此外，除了所需的頻率產(chǎn)物之外，射頻混頻器還會(huì)產(chǎn)生雜散產(chǎn)物，可以使用平衡技術(shù)來抑制雜散產(chǎn)物，但在某些調(diào)諧和 LO 頻率下仍可能出現(xiàn)在頻譜中。因此必須通過濾波消除不需要的頻帶。在實(shí)際應(yīng)用中，使用單側(cè)上變頻或單側(cè)下變頻IQ混頻器，實(shí)現(xiàn)具有相位消除架構(gòu)方案的架構(gòu)以消除不需要的邊帶。此外，除了所需的頻率產(chǎn)物之外，射頻混頻器還會(huì)產(chǎn)生雜散產(chǎn)物，可以使用平衡技術(shù)來抑制雜散產(chǎn)物，但在某些調(diào)諧和 LO 頻率下仍可能出現(xiàn)在頻譜中。

    在處理 IQ 過濾器時(shí)，平衡是成功的關(guān)鍵。LO 或 I/Q 通道的相位平衡中的任何缺陷都可能導(dǎo)致邊帶抑制降低和/或通道隔離性能低下，以及 LO 饋通、RF/IF 饋通和雜散產(chǎn)物增加。例如，由于兩個(gè)內(nèi)核之間的轉(zhuǎn)換損耗不平衡而導(dǎo)致 IQ 混頻器的 I 和 Q 波形之間存在 DC 偏移，可能會(huì)導(dǎo)致不希望的 LO 泄漏到輸出信號(hào)的頻譜中，從而將 LO 降低至RF 隔離并限制 IQ 調(diào)制/解調(diào)性能。圖 3 顯示了直流偏移對 16-QAM 信號(hào)的影響。此外，IQ 通道之間的相位和幅度不匹配可能會(huì)導(dǎo)致混頻器輸出出現(xiàn)嚴(yán)重問題，扭曲這些信號(hào)的星座圖并影響整體性能（見圖 4）。這兩種不匹配都是由混合耦合器的平衡問題以及差分連接長度和損耗的差異引起的，對于較高頻率的 IF 來說尤其成問題，強(qiáng)調(diào)需要相同的差分路徑來實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)钠胶狻?/p>

    圖 3：16-QAM 星座中直流偏移的影響。

    圖 4：幅度和相位不平衡的影響。

    理想情況下，混頻器可以被視為完美的變頻器，具有輸入/輸出之間的線性功率傳輸和恒定的轉(zhuǎn)換損耗。然而，在現(xiàn)實(shí)生活中，轉(zhuǎn)換損耗隨著輸入功率的變化而變化，導(dǎo)致輸入/輸出功率之間出現(xiàn)非線性關(guān)系，稱為壓縮。如圖 5 所示，IF/RF 曲線的斜率一開始是線性的，具有恒定的轉(zhuǎn)換損耗和恒定的“增益”。然而，當(dāng)功率輸入太大時(shí)，斜率會(huì)下降，并且曲線變得非線性。壓縮中重要的指標(biāo)是 1dB 壓縮點(diǎn)，它定義為輸出與理想點(diǎn)偏離 1dB 所需的輸入功率，也是 RF 混頻器中輸入信號(hào)的推薦值。

    圖 5：1 dB 壓縮點(diǎn)。

    我們要討論的一個(gè)非理想性是互調(diào)失真。這種效應(yīng)的發(fā)生是由于混頻器的非線性行為，其中兩個(gè)或多個(gè)信號(hào)同時(shí)到達(dá)輸入并在其自身及其諧波之間生成頻率組合，如圖 6 所示。這些信號(hào)自然是非非線性的不需要的產(chǎn)物。 -理想行為，因此它們可以統(tǒng)稱為互調(diào)失真（IMD）。雖然大多數(shù)諧波的幅度隨頻率下降，從長遠(yuǎn)來看變得可以忽略不計(jì)，但三階 IMD 尤為重要，因?yàn)樗c基頻接近。此外，三次諧波的轉(zhuǎn)換斜率比基波信號(hào)高三倍，這使得情況變得非常糟糕。由于壓縮，三階諧波永遠(yuǎn)不會(huì)高于基波，但它們更接近 1dB 壓縮點(diǎn)。僅考慮線性斜率，基波和三階諧波應(yīng)在理論點(diǎn)處相遇，稱為三階截點(diǎn) (IP3)，這是 IMD 的一個(gè)重要指標(biāo)。

    圖 6：互調(diào)失真。
    對模擬器的影響
    射頻模擬器在 GPS/GNSS 測試中發(fā)揮著關(guān)鍵作用，提供足夠的射頻環(huán)境來復(fù)制實(shí)際場景中的條件。GPS/GNSS 測試對于確保這些系統(tǒng)準(zhǔn)確可靠至關(guān)重要。因此，GPS/GNSS 模擬器能夠正確地重建 RF 信號(hào)的非理想性至關(guān)重要，其中包括 SDR 混頻器引入的非理想性信號(hào)，包括互調(diào)失真、壓縮、IQ 不平衡和其他混頻器偽影。此外，在 GPS 背景下，模擬器必須復(fù)制移動(dòng)平臺(tái)上 GNSS 接收器的條件，再現(xiàn)車輛和衛(wèi)星的運(yùn)動(dòng)、信號(hào)特性和大氣條件。
    混合偽影是影響 GPS/GNSS 接收器的常見問題。當(dāng)接收到的信號(hào)與其他信號(hào)混合時(shí)，就會(huì)出現(xiàn)這種情況，從而產(chǎn)生不需要的成分。這可能會(huì)導(dǎo)致信號(hào)質(zhì)量下降和系統(tǒng)性能下降。為了模擬這種效果，重要的是要使用能夠自適應(yīng)地改變混頻器參數(shù)和條件的儀器。在這些場景中，CORDIC 混頻器非常有用，因?yàn)閿?shù)字實(shí)現(xiàn)允許動(dòng)態(tài)地完全重新配置混頻器的行為和性能。
    IQ 不平衡還會(huì)影響 RF 收發(fā)器，包括 GPS/GNSS 系統(tǒng)中使用的收發(fā)器。當(dāng)同相 (I) 和正交 (Q) 信號(hào)不完全平衡時(shí)，就會(huì)發(fā)生這種情況，導(dǎo)致接收信息的表示不完美。這可能會(huì)導(dǎo)致解調(diào)信號(hào)出現(xiàn)錯(cuò)誤，從而導(dǎo)致位置和定時(shí)信息不準(zhǔn)確。為了模擬這種效應(yīng)，測試環(huán)境模擬器中的 SDR 應(yīng)能夠生成相位和幅度不平衡的信號(hào)，并測量它們對接收器性能的影響。在傳統(tǒng)模擬無線電系統(tǒng)上，改變每個(gè)組件的相位延遲和幅度以進(jìn)行正確的仿真并不容易，特別是考慮到 L1、L2 和 L5 頻段。因此，建議使用基于數(shù)字的系統(tǒng)，例如 SDR。
    由于接收信號(hào)的功率水平極低，以及位置計(jì)算所需的高靈敏度和精度，互調(diào)效應(yīng)在 GNSS 應(yīng)用中尤其顯著?；フ{(diào)失真會(huì)導(dǎo)致位置計(jì)算中出現(xiàn)一系列錯(cuò)誤，包括衛(wèi)星識(shí)別不正確、噪聲和干擾增加以及信號(hào)質(zhì)量下降。為了模擬 GNSS 系統(tǒng)中 IMD 和 TOI 的影響，RF 收發(fā)器必須能夠復(fù)制現(xiàn)實(shí)生活中 IQ 混頻器的非線性行為，這還必須解決混頻器的壓縮效應(yīng)。模擬壓縮極其重要，因?yàn)?GNSS 信號(hào)的幅度可能會(huì)發(fā)生顯著變化。
    結(jié)論
    用于模擬的軟件定義無線電 (SDR) 中的真實(shí)信號(hào)與理想信號(hào)之間的差異可能會(huì)嚴(yán)重影響 GPS/GNSS 測試。雖然 SDR 有助于克服傳統(tǒng)模擬無線電的許多限制，但混頻器仍然是可能干擾正常操作的非理想源。本文討論了混頻器的屬性及其非理想性，包括雜散、IQ 不平衡、壓縮和互調(diào)，以及 SDR 中常用的三種類型的混頻器：真實(shí) RF 混頻器、復(fù)雜 IQ 混頻器和 CORDIC 混頻器。LO 饋通、IF 饋通和邊帶形成等混頻偽影的影響也得到了強(qiáng)調(diào)。為了為 GPS/GNSS 測試創(chuàng)建可靠的射頻仿真環(huán)境，考慮到這些非理想情況并相應(yīng)地設(shè)計(jì)系統(tǒng)至關(guān)重要。通過分析理想信號(hào)與現(xiàn)實(shí)信號(hào)之間的差異，工程師可以優(yōu)化其仿真環(huán)境，以在測試中實(shí)現(xiàn)更高的準(zhǔn)確性和可靠性。