推進(jìn)新型反激式轉(zhuǎn)換器的同步整流器

幾十年來，反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在低功率AC/DC應(yīng)用中占據(jù)主導(dǎo)地位，因?yàn)樗趶V泛的工作范圍內(nèi)具有簡單性和穩(wěn)健性。近年來，同步整流器 (SR) 已取代反激式電源中的傳統(tǒng)肖特基二極管，以顯著提高效率。

隨著對效率和功率密度的需求逐年增加，反激式轉(zhuǎn)換器必須繼續(xù)從傳統(tǒng)的反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)發(fā)展而來。幾種變體已在 AC/DC 應(yīng)用中成功實(shí)現(xiàn)，例如零電壓開關(guān) (ZVS) 反激式、有源鉗位反激式 (ACF) 和混合反激式，它們在實(shí)現(xiàn) ZVS 的同時還降低了開關(guān)損耗。這提高了效率并增加了開關(guān)頻率，這對于高功率密度設(shè)計(jì)很重要。

然而，這些新興反激變體的不同工作原理給 SR 控制帶來了新的挑戰(zhàn)。特別是，由于實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)的額外開關(guān)脈沖，同步整流器通常在一個開關(guān)周期內(nèi)開啟兩次。同步整流器的第二個開啟周期可能會導(dǎo)致許多現(xiàn)有 SR 控制器發(fā)生嚴(yán)重?fù)舸?。本文提出了一種解決方案，以解決在設(shè)計(jì)具有同步整流的新反激變體時發(fā)生關(guān)鍵擊穿的風(fēng)險。

ZVS 的變體反激式拓?fù)漕愋?p>通常，反激式轉(zhuǎn)換器中的零電壓開關(guān)是通過將磁化電感偏置為負(fù)極性來實(shí)現(xiàn)的。這允許電感器電流在初級開關(guān)導(dǎo)通之前將電壓拉至零。圖 1 顯示了基于輔助繞組的 ZVS 反激拓?fù)?，這是目前可用的標(biāo)準(zhǔn) ZVS 反激拓?fù)洹?/p>

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圖 2 顯示了 ZVS 反激式控制器的典型工作波形。

除了初級 MOSFET (Q P ) 和 SR MOSFET (Q S )，還有一個輔助 MOSFET (Q A ) 支持 ZVS 實(shí)施。在每個開關(guān)周期Q P導(dǎo)通之前，Q A首先短暫導(dǎo)通，通過變壓器的輔助繞組將磁化電感偏置到負(fù)極性。該過程在 Q P開啟之前將 Q P 漏源電壓 (V DS_QP ) 下拉至 0V，并實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。

Q A通常與 Q P一起放置在初級側(cè)接地端；因此，Q A和 Q P由初級反激式控制器控制，以實(shí)現(xiàn)同步。SR 控制器放置在次級側(cè)接地端，僅根據(jù) Q S漏源電壓 (V DS_QS )的極性確定開啟時序。當(dāng) Q P關(guān)斷時，磁化電流被迫流向次級側(cè)，一旦 V DS_QS變?yōu)樨?fù)值，Q S就應(yīng)該導(dǎo)通，以便有效地向輸出端供電。當(dāng) Q A導(dǎo)通時，V DS_QS也變?yōu)樨?fù)，因?yàn)樽儔浩鞯妮o助繞組和次級繞組共享相同的極性。

因此，如果沒有到初級側(cè)控制器的通信路徑，SR 控制器可能很難區(qū)分 Q P關(guān)閉和 Q A打開。對于大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器，這可能會導(dǎo)致第二次開啟事件。由于 Q A導(dǎo)通時間往往非常短，并且 Q P在 Q A之后立即導(dǎo)通，因此 SR 控制器會在這種導(dǎo)通時間模式下繼續(xù)運(yùn)行，并且不能立即關(guān)閉。在這種情況下，原邊和副邊之間可能會發(fā)生擊穿，從而給電源轉(zhuǎn)換器帶來可靠性問題。

圖 3 顯示了非互補(bǔ)工作模式下的 ACF 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與互補(bǔ)模式相比，它使用斷續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 來提高輕負(fù)載效率。

圖 4 顯示了 ACF 拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ巍Ｔ诖送負(fù)渲?，零電壓開關(guān)是通過在開啟 Q P之前第二次開啟鉗位 MOSFET (Q C ) 來實(shí)現(xiàn)的。這也會導(dǎo)致第二個 SR 門具有直通的潛在風(fēng)險。

圖 5 顯示了 DCM 中的混合反激拓?fù)??；旌戏醇な酵負(fù)淅弥C振電容器通過變壓器輸出額外功率，并為高側(cè) MOSFET (Q H ) 和低側(cè) MOSFET (Q L ) 實(shí)現(xiàn) ZVS。因此，混合反激式拓?fù)浔葌鹘y(tǒng)拓?fù)涓m合更高功率的應(yīng)用。

圖 6 顯示了混合反激拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?。?DCM 下，Q H通過短時間打開 Q L來實(shí)現(xiàn) ZVS。因此，混合反激式拓?fù)湟部梢越?jīng)歷第二個 SR 柵極和直通。

用于 ZVS 反激拓?fù)涞目煽?SR 控制

如前一節(jié)所述，大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器通過簡單地將漏源電壓與特定電壓閾值進(jìn)行比較來確定開啟和關(guān)閉時序。這導(dǎo)致同步整流器可能在每個開關(guān)周期內(nèi)開啟兩次，這可能與導(dǎo)通時間邏輯發(fā)生沖突并增加擊穿風(fēng)險。需要一種先進(jìn)的同步整流器控制方案來區(qū)分每個開關(guān)周期中的次和第二次導(dǎo)通事件，并防止在任何工作條件下發(fā)生直通。

MP6951是 MPS 的 SR 控制器，它采用智能控制方案來區(qū)分開啟事件并管理直通風(fēng)險。除了監(jiān)測漏源電壓的極性變化外，MP6951 還監(jiān)測高電平脈沖的幅度和持續(xù)時間。

圖 7 顯示 MP6951根據(jù)漏源上的峰值電壓生成電壓閾值 (V P )。在每個開關(guān)周期中，漏源電壓與 VP 進(jìn)行實(shí)時比較。只有當(dāng)正脈沖持續(xù)時間長于可配置時間 (t W ) 時，才會啟用完全開啟邏輯，并且同步整流器會在漏源極性翻轉(zhuǎn)時立即開啟。

否則，即使漏源極性翻轉(zhuǎn)，導(dǎo)通邏輯也會被禁用或延遲。同步整流器在零電壓開關(guān)的第二個脈沖期間不導(dǎo)通，因?yàn)槁┰措妷翰怀^ V P或正脈沖的持續(xù)時間不超過 t W。此外，MP6951根據(jù)各種輸入和輸出電壓組合在內(nèi)部調(diào)整 tW 邏輯。因此，同步整流器總能在合適的時間開啟。

圖 8 顯示了使用 ZVS 反激拓?fù)鋾r MP6951 的工作波形。通常，SR 柵極會在初級 MOSFET 關(guān)閉后立即開啟；然而，當(dāng)其他開關(guān)（包括 Q A、 Q C和 Q L）打開以進(jìn)行零電壓開關(guān)時，SR 門不會打開。因此，消除了直通的風(fēng)險。

結(jié)論

新的反激式變體正在快速開發(fā)和實(shí)施，以滿足市場對更高功率密度和效率的需求。SR 控制器也必須進(jìn)行調(diào)整，因?yàn)樵趯?shí)際應(yīng)用中正在采用更多的零電壓開關(guān)變體。作為同步整流器市場的，MPS 通過MP6951提供無與倫比的穩(wěn)健可靠的 SR 操作。與現(xiàn)有的 SR 控制器相比，MP6951 可以完美匹配任何反激變體，其關(guān)鍵優(yōu)勢是消除了 ZVS 操作期間的直通風(fēng)險。此外，MP6951的控制方案在適配器產(chǎn)品中的有效性已在理論和生產(chǎn)中得到充分驗(yàn)證。