構(gòu)建不連續(xù)傳輸無(wú)線網(wǎng)絡(luò)的電源

無(wú)線通信在過(guò)去五年中發(fā)展迅速，預(yù)計(jì)這種增長(zhǎng)將繼續(xù)下去。除了 GSM（移動(dòng)系統(tǒng)）和 3G 移動(dòng)通信系統(tǒng)之外，還出現(xiàn)了藍(lán)牙、WiFi、WiMAX 和 ZigBee 等新的通信技術(shù)，它們均基于 IEEE 無(wú)線標(biāo)準(zhǔn) 802.xx 的各種版本。1個(gè)

包含小型無(wú)線傳感器和控制設(shè)備的控制和監(jiān)控應(yīng)用的數(shù)量大幅增加，而這些設(shè)備必須應(yīng)對(duì)尺寸和功率的主要限制。 為了滿足這些限制，芯片組供應(yīng)商通過(guò)生產(chǎn)集成度更高的芯片來(lái)減小系統(tǒng)尺寸2 和功耗3 。

然而，在通常以不連續(xù)傳輸為特征的無(wú)線通信環(huán)境中，電源電路在惡劣的環(huán)境中運(yùn)行，需要高輸入到輸出隔離和待機(jī)模式下的低靜態(tài)電流。這種組合帶來(lái)了設(shè)計(jì)困難，因?yàn)楣ぷ髂Ｊ较碌墓倪h(yuǎn)大于空閑模式下的功耗。由于隔離和低功耗之間的必要權(quán)衡，很少有模塊可用于此目的。

為了解決這些問(wèn)題，這里描述了一種用于無(wú)線設(shè)備的隔離式開(kāi)關(guān)模式電源。它接受標(biāo)稱 12V 輸入并提供隔離式 3.6V 輸出，其靜態(tài)電流消耗是的。設(shè)計(jì)為 EGSM（擴(kuò)展 GSM）、WiFi 和 ZigBee 通信模塊的電源，它還為惡劣環(huán)境中的機(jī)電執(zhí)行器和電子傳感器提供遠(yuǎn)程控制。

增加自主性 
由于無(wú)線設(shè)備電源的主要特性是電池壽命，因此主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是在保持射頻系統(tǒng)性能的同時(shí)降低功耗。因此，當(dāng)存在這些條件時(shí)，注意無(wú)線通信設(shè)備的自主性增加：

? 不連續(xù)的傳輸和接收。

? 電源電壓的過(guò)濾或調(diào)節(jié)。

? 高效電源拓?fù)洹?/p>

這些特性中的個(gè)取決于傳輸系統(tǒng)。第二個(gè)可以通過(guò)開(kāi)關(guān)模式電源獲得，第三個(gè)直接取決于 DC-DC 轉(zhuǎn)換器本身的功耗。因此，您必須格外小心，以盡量減少空載條件下的電流消耗。因此，我們?cè)谕扑]用于優(yōu)化系統(tǒng)的設(shè)計(jì)技術(shù)時(shí)強(qiáng)調(diào)了第三點(diǎn)。

不連續(xù)傳輸和接收 
由于發(fā)射器和接收器在無(wú)線設(shè)備中消耗的功率多，因此許多此類設(shè)備采用不連續(xù)傳輸/接收來(lái)優(yōu)化空中接口的資源和通信鏈路的效率。不連續(xù)操作也有助于降低功耗，因?yàn)闊o(wú)線電的有源元件不會(huì)持續(xù)開(kāi)啟。

另一方面，不連續(xù)傳輸會(huì)在電源中引入電壓紋波和電流峰值。4 偏置電壓水平直接影響收發(fā)器性能，電源電壓下降會(huì)降低無(wú)線電性能，主要是在電壓范圍的極端情況下。這種降級(jí)可能導(dǎo)致難以滿足用于無(wú)線設(shè)備的適用規(guī)范。如果系統(tǒng)由二次電池供電，則電池壽命周期和放電特性也對(duì)負(fù)載中的電流峰值敏感。

電源電壓的濾波或調(diào)節(jié) 
電源電壓可以使用高值電容器或 Jose Ignacio Garate 等人在論文中描述的其他技術(shù)進(jìn)行濾波。5 電壓由以線性或開(kāi)關(guān)模式運(yùn)行的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器調(diào)節(jié)。調(diào)節(jié)不僅對(duì)于減少電壓紋波是必要的，而且對(duì)于減少 EMC 問(wèn)題和保持無(wú)線電的性能也是必要的。

高效率電源拓?fù)?電源 
效率很重要，因此開(kāi)關(guān)拓?fù)涮峁┝穗娫催x擇。然而，表 1中列出的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器模塊（這些模塊是市售的典型模塊）并不滿足我們正在尋找的要求：空載條件下的超低功耗。

即使是非隔離式轉(zhuǎn)換器在空載時(shí)也會(huì)消耗相對(duì)較高的電流。考慮到這些數(shù)據(jù)，我們因此將 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的空載電流設(shè)定為 12 mA 的目標(biāo)。為實(shí)現(xiàn)該目標(biāo)，我們區(qū)分待機(jī)電流和靜態(tài)電流如下：

? 靜態(tài)電流 是在空載條件下維持穩(wěn)壓電源電壓所必需的電源電流。

? 待機(jī)電流 是系統(tǒng)未產(chǎn)生穩(wěn)定輸出電壓時(shí)消耗的電源電流。

，您可能需要添加電流隔離，以確保為設(shè)計(jì)用于在惡劣環(huán)境中運(yùn)行的設(shè)備提供有效保護(hù)。

設(shè)計(jì)目標(biāo)和問(wèn)題

在設(shè)計(jì)便攜式或無(wú)線設(shè)備的電源時(shí)，應(yīng)考慮三個(gè)關(guān)鍵技術(shù)要求：極低的空載功耗、隔離、效率和尺寸。滿足這些要求時(shí)出現(xiàn)的問(wèn)題涉及正確的隔離配置、控制方法和反饋回路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

隔離 
輸入和輸出之間的隔離是通過(guò)變壓器實(shí)現(xiàn)的，對(duì)于反相或反激式配置，能量存儲(chǔ)在變壓器的電感中。那么，問(wèn)題是如何從次級(jí)向初級(jí)提供反饋。大多數(shù)系統(tǒng)為此目的使用額外的輔助繞組或光耦合器。然而，輔助繞組增加了復(fù)雜性，同時(shí)不能為低輸出和可變負(fù)載提供足夠的輸出電壓精度。

當(dāng)系統(tǒng)處于調(diào)節(jié)狀態(tài)時(shí)，光耦合器需要通過(guò)初級(jí)側(cè) LED 的恒定電流。為了優(yōu)化系統(tǒng)，該電流已盡可能化，如圖1 所示。

限值由光耦合器在低電流下的電流傳輸比 (CTR) 降低（10 mA 時(shí)為 63%，1 mA 時(shí)為 22%）和速度降低（20 mA 時(shí)為 2μs，5 mA 時(shí)為 6.6 μs）設(shè)定). 我們還必須添加另一個(gè)限制，即必須從誤差比較器流經(jīng)精密并聯(lián)穩(wěn)壓器 TLV431 的電流 (I kmin = 100 μA)。

對(duì)于連接到分流穩(wěn)壓器輸出（R131 和 R137）的電阻分壓器，已選擇高值電阻器以限度地減少電流消耗。您必須注意補(bǔ)償可能由輸入電流 (I ref = 0.5 μA) 和輸入電容（這個(gè)問(wèn)題可以使用電容分壓器解決）引起的延遲。輸出濾波電容（C47）較大，可能需要選擇低ESR電解電容（如鉭、Os-Con、有機(jī)鋁）。如果是這樣，它也必須是低泄漏類型，因?yàn)殡娏餍孤┛赡芎艽?，尤其是在較高溫度下。（對(duì)于 16V Kemet T495 100μF 電容器，I L 在 25°C 時(shí)等于 16μA，在 85°C 時(shí)等于 160μA。）

控制電路 
常見(jiàn)的電源控制方案是電流模式脈寬調(diào)制 (PWM)，其中可變寬度脈沖控制電感器的充電電流。當(dāng)負(fù)載很重時(shí)，所施加脈沖的寬度會(huì)增加以在電感中存儲(chǔ)更多能量，如圖2 所示。

在空載或輕載條件下，控制脈沖的寬度變窄以在電感器中存儲(chǔ)更少的能量。對(duì)于低電流負(fù)載，電源以斷續(xù)模式運(yùn)行，主要電流消耗來(lái)自電源本身。

PWM 控制的主要優(yōu)點(diǎn)是其固定的開(kāi)關(guān)頻率，這簡(jiǎn)化了控制 EMI 和優(yōu)化重負(fù)載效率的電路設(shè)計(jì)。它的主要缺點(diǎn)是空載和輕載條件下的電流消耗，因?yàn)榉€(wěn)壓器芯片中的振蕩器具有固定頻率（例如，輕載 UC3845 消耗 Icc = 17 mA）。圖 3 顯示了一個(gè)典型的 UC3845 配置，其中消耗的總電流是主控制器的電流加上電壓和電流反饋網(wǎng)絡(luò)的電流。

反饋回路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 
電壓反饋是通過(guò)將電流從（光耦合器 U45 的）光電晶體管路由到 R135 產(chǎn)生的。R135 的值必須大以化功耗，但也必須足夠小以提供光電晶體管運(yùn)行所需的電流。

電流反饋是通過(guò) R134 的壓降獲得的。為了限度地減少損耗，我們使用 R125 和 R133 來(lái)分壓該電壓和基準(zhǔn)電壓之間的壓降（VREF = 5 V，引腳 8），從而在 ISENSE（引腳 3）上實(shí)現(xiàn) 1-V 平衡。這些連接通過(guò)降低 R135 中的壓降來(lái)提高效率。分壓電阻必須具有高阻值以限度地降低功耗，但您還必須注意由 C53 構(gòu)成的 RC 濾波器不會(huì)影響電流信號(hào)。振蕩器組件（R126 和 C46）的功耗是不可避免的，因?yàn)楸仨毷冀K保持電壓輸出。

進(jìn)一步降低電流的新方法

基于 Texas Instruments 的 UCC38C41 或 Maxim 的 MAX5021 PWM 控制器和 TI 的 TLV431C 或 Maxim 的 MAX8515A 精密基準(zhǔn)的多種替代方案可以進(jìn)一步降低轉(zhuǎn)換器消耗的電流。選擇相關(guān)組件以盡可能降低功耗。

誤差比較器 
經(jīng)典的 TL431 有時(shí)可以實(shí)現(xiàn)精密參考。該選項(xiàng)在這種情況下不可用，因?yàn)楫a(chǎn)生的電壓（V A-Kmin = V REF = 2.5 V，加上 U45 LED 和 R124 中的壓降）太接近所需的 3.6-V 輸出。一種替代方案是 Maxim 的 MAX8515A 并聯(lián)穩(wěn)壓器。它包括一個(gè)僅為 0.6 V 的電壓基準(zhǔn)，在 -40oC 至 +85°C 范圍內(nèi)具有 1% 的容差。該 IC 是電路必須提供較低輸出電壓的應(yīng)用的選擇，因?yàn)樗鼪](méi)有上述限制（2.5 V 的“大”參考電壓）。

此示例的另一個(gè)選項(xiàng)是 TLV431C 并聯(lián)穩(wěn)壓器。多家制造商均有提供，它還滿足 V REF = 1.24 V的要求，在 0°C 至 +70°C 范圍內(nèi)具有 1% 的容差。通過(guò)輸出分壓器的電流固定為 24 μA，以確保參考電流（0.5 μA，具有熱漂移）不會(huì)對(duì)輸出電壓產(chǎn)生重大影響。此外，由于輸入電容引起的信號(hào)延遲不足以保證更換電容分壓器。

脈寬調(diào)制控制器

圖 3中所示的經(jīng)典 UC3845 消耗大約 17 mA（V FB 和 V SENSE = 0V），這對(duì)于該應(yīng)用來(lái)說(shuō)過(guò)大。一種可能的替代方案是 MAX5021 電流模式 PWM 控制器。它采用 SOT23-6 封裝，是同類產(chǎn)品中的。它還具有的典型電流消耗 (1.2 mA)，外加一個(gè) 260kHz 內(nèi)部振蕩器、0.6 V 的 V ISENSE 、來(lái)自光耦合器的直接輸入，以及適合該應(yīng)用的其他特性。然而，一個(gè)缺點(diǎn)是 10 V關(guān)閉/24 V開(kāi)啟的欠壓鎖定閾值，這使得它也不適合這種特定的 12V 輸入應(yīng)用。另一方面，其超低待機(jī)電流使其成為其他更高輸入電壓應(yīng)用的。

要考慮的 IC 是 UCC38C41，它規(guī)定了 6.6 V off /7.0 V on的欠壓鎖定和 I CC = 2.3 mA 的典型電流消耗 。在電壓加法器中，電流檢測(cè)器消耗 100 μA（I CS = 2 μA），光耦合器的光電晶體管消耗 530 μA。為了允許該水平的光電晶體管電流，LED 必須消耗略高于 1 mA 的電流。如圖 4所示，由此產(chǎn)生的電源尺寸小于 50 x 30 mm。它包括一個(gè)用于控制環(huán)路反饋的光耦合器和一個(gè)用于測(cè)量輸入端電池電壓的光耦合器。電源特性為：

? 功率 = 3.6 W。

? 輸入電壓范圍：10 V 至 15 V。

? 標(biāo)稱 V輸入 = 12 V。

? 隔離（需要電流隔離）。

? 降壓反激拓?fù)洹?/p>

? 電壓和電流控制回路。

? PWM 控制方案。

? 開(kāi)關(guān)頻率：f C = 250 kHz。

? 輸出電流 = 1 A。

? 穩(wěn)壓輸出電壓 = 3.6 V。

? 空載電流消耗= 5.7 mA。

測(cè)量和結(jié)果 
圖3 原型電路包括幾個(gè)具有不連續(xù)傳輸特性的無(wú)線模塊，電流達(dá)到 3A 的峰值和大約 1A 的平均值。要減少電流峰值和相關(guān)的無(wú)線電問(wèn)題，您應(yīng)該使用 Jose Ignacio Garate 和其他人在兩篇論文中描述的技術(shù)。4、5 強(qiáng)烈推薦高值和低 ESR 的電容器。

測(cè)量結(jié)果（表 2 和表 3）不包括共模輸入濾波器或保護(hù)電路中的損耗。表 2 給出了空載條件下不同輸入電壓的電源輸入和輸出變量值。

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達(dá)到的電流消耗為 5 mA。您可以將其降低至 3 mA，但實(shí)現(xiàn) 3 mA 所需的低值電阻器會(huì)導(dǎo)致控制環(huán)路變得不穩(wěn)定。為防止自振蕩并適應(yīng)元件容差，通過(guò)將電流消耗設(shè)置為略高于 5mA 來(lái)引入安全余量。如表 3所示，在標(biāo)稱負(fù)載的正常條件下可達(dá)到效率。圖 5 顯示了不同輸出電流的效率。

對(duì)于具有類似特性的市售隔離電源，我們發(fā)現(xiàn)空載電流消耗約為 20 mA。通過(guò)使用可獲得 5 mA 靜態(tài)電流的現(xiàn)成組件設(shè)計(jì)電路，我們已經(jīng)超越了 12 mA 的目標(biāo)。